Configurações de saída
Os comparadores empregam várias configurações de saída para fazer interface com circuitos subsequentes, cada um oferecendo características elétricas distintas e compensações em capacidade, velocidade e compatibilidade do inversor. Essas configurações determinam como o comparador aumenta ou diminui a saída em resposta às comparações de entrada, influenciando fatores como oscilação de tensão, tratamento de corrente e a capacidade de conectar vários dispositivos.[12]
A saída push-pull padrão, também conhecida como totem-pole, utiliza transistores complementares - um para fornecer corrente (pull up) e outro para absorver corrente (pull down) - permitindo oscilação completa de tensão de trilho a trilho sem um pull-up externo resistor. Essa configuração fornece tempos de subida e descida simétricos, normalmente abaixo de 100 ns, e suporta correntes de fonte e de drenagem de até vários miliamperes, tornando-a adequada para acionar portas lógicas ou cargas diretamente dos trilhos de alimentação. Em implementações de totem, muitas vezes usando dois transistores NPN em um arranjo empilhado para o estágio superior, a saída é direcionada ativamente para V+ (alto) ou terra (baixo), alcançando baixa impedância de saída para ambos os estados, mas evitando a ligação direta de múltiplas saídas devido a riscos potenciais de curto-circuito.
As saídas quase complementares representam uma variante de push-pull onde os estágios complementares são assimétricos, como o uso de um par Darlington de transistores NPN para o estágio superior (fonte) emparelhado com um único NPN para o estágio inferior (afundamento), para simplificar a fabricação enquanto aproxima o desempenho complementar completo. Esta abordagem oferece vantagens em termos de custo e integração para processos bipolares, mas pode introduzir uma ligeira não-linearidade ou uma eficiência de fornecimento reduzida em comparação com o verdadeiro push-pull complementar, embora ainda forneça oscilação entre trilhos e acionamento ativo em ambas as direções.[29]
Em contraste, a saída de coletor aberto (ou dreno aberto em equivalentes CMOS) depende de um único transistor NPN cujo coletor é deixado aberto, permitindo que a saída absorva a corrente para o terra quando baixa, mas flutue alta quando desligada, necessitando de um resistor pull-up externo para definir o estado alto. Esquematicamente, o transistor de saída se conecta entre o pino de saída e o terra, com o resistor pull-up ligado à saída a uma tensão de terminação, permitindo a mudança de nível se a tensão pull-up exceder a alimentação do comparador (por exemplo, até 36 V para dispositivos como o LM139). O valor do resistor pull-up é selecionado como Rpullup=Vsupply−VOLIloadR_{\text{pullup}} = \frac{V_{\text{supply}} - V_{\text{OL}}}{I_{\text{load}}}Rpullup=IloadVsupply−VOL, onde VOLV_{\text{OL}}VOL é a baixa tensão de saída (normalmente 0,4 V) e IloadI_{\text{load}}Iload é a corrente necessária do drive, equilibrando a velocidade com a dissipação de potência e o tempo de subida influenciado pela capacitância da carga. Esta configuração é excelente na lógica OR com fio, onde várias saídas de coletor aberto podem ser vinculadas a um único pull-up, permitindo que qualquer nível ativo de nível baixo puxe o barramento para nível baixo enquanto as saídas inativas flutuam, facilitando conexões de vários dispositivos, como barramentos de detecção de erros ou comparadores de janela sem gating adicional.
As saídas de coletor aberto ganharam popularidade nos projetos compatíveis com TTL da década de 1970, como a série SN54/7400, devido à sua versatilidade em aplicações OR com fio e compatibilidade com sistemas digitais em expansão, conforme detalhado nos primeiros guias de projeto TTL. Para proteção, muitos comparadores incorporam diodos de fixação de saída ou estruturas ESD para limitar excursões de tensão, evitando danos por sobretensão em pinos de coletor aberto (por exemplo, fixação em VCC + 0,3 V) ou curtos em estágios push-pull. Semelhante às saídas de comparadores dedicados, os projetos baseados em amplificadores operacionais geralmente usam estágios push-pull para acionamento comparável, mas podem não ter a velocidade otimizada de comparadores especializados.
Mecanismos de histerese
A histerese nos comparadores é introduzida através de realimentação positiva, que estabelece dois limites de comutação distintos: um limite inferior (Vth-) para sinais de entrada crescentes e um limite superior (Vth+) para sinais descendentes. Este mecanismo evita oscilações rápidas de saída causadas por ruído em torno de um único limite, pois a saída permanece estável até que a entrada cruze o limite apropriado na direção oposta.[5][32]
A implementação normalmente envolve uma rede de resistores que alimenta uma parte da tensão de saída de volta para uma das entradas do comparador. Em uma configuração inversora básica, o sinal de entrada é aplicado à entrada inversora (com V_ref também considerado na entrada inversora ou ajustado); um resistor de feedback (R1) conecta a saída à entrada não inversora, enquanto um segundo resistor (R2) conecta a entrada não inversora ao terra (ou a uma tensão de referência). A tensão de histerese (Vhys) é dada por:
onde VoutswingV_{out_{swing}}Voutswing é a oscilação da tensão de saída (por exemplo, de 0 V até a tensão de alimentação). Os limites são derivados da seguinte forma: para uma entrada crescente, quando a saída é baixa (0 V), Vth−=Vref−VhysV_{th-} = V_{ref} - VhysVth−=Vref−Vhys; para uma entrada em queda, quando a saída é alta (VoutswingV_{out_{swing}}Voutswing), Vth+=Vref+VhysV_{th+} = V_{ref} + VhysVth+=Vref+Vhys, assumindo uma tensão de referência VrefV_{ref}Vref efetivamente na entrada inversora. Esse feedback positivo muda a referência efetiva com base no estado de saída, criando o comportamento de limite duplo.[5][33]
Existem duas configurações principais: gatilhos Schmitt não inversores e inversores. No tipo não inversor, o sinal de entrada é aplicado ao terminal não inversor, e a realimentação ajusta o limite ali, resultando em uma saída que segue a lógica de entrada com histerese. A configuração inversora aplica a entrada ao terminal inversor, com feedback para o terminal não inversor, invertendo a lógica e fornecendo a mesma separação de limite. Ambos os tipos alcançam rejeição de ruído, mas diferem no tratamento da polaridade do sinal.[34][5]
O principal benefício da histerese é a imunidade aprimorada a ruídos, especialmente para sinais de entrada ruidosos ou de variação lenta, onde evita disparos falsos e garante transições limpas. No entanto, introduz uma desvantagem de resolução reduzida, uma vez que a faixa de entrada efetiva é estreitada pela largura da histerese, limitando potencialmente a precisão em aplicações que exigem detecção precisa.[5][32]
Por exemplo, considere R1 = 1 MΩ (feedback), R2 = 10 kΩ (para o solo) e Voutswing=5V_{out_{swing}} = 5Voutswing=5 V, com Vref=2,5V_{ref} = 2,5Vref=2,5 V. Então, Vhys=10×1031×106+10×103×5≈0,05Vhys = \frac{10 \ves 10^3}{1 \vezes 10^6 + 10 \ves 10^3} \vezes 5 \aprox 0,05Vhys=1×106+10×10310×103×5≈0,05 V, produzindo Vth+≈2,55V_{th+} \aproximadamente 2,55Vth+≈2,55 V e Vth−≈2,45V_{th-} \aproximadamente 2,45Vth−≈2,45 V.[33]